Схемы подавления шума в ОС с использованием лазера

Для Контроль обратной связи необходим электрически управляемый сплиттер тока, который не повлияет на строгую пропорциональность между сигналом и фототоком сравнения и имеющим электронный критерий баланса схемы. Такой сплиттер показан на рисунке 2. Пучок сравнения несколько сильнее чем пучок сигнала, а фототок сравнения разбивается между двумя контурами благодаря использованию биполярной транзисторной пары . Отношение токов коллектора в и контролируется через разницу в напряжениях эммитеров. По модели Эберса-Молла

Рисунок 2 Упрощенная схематичная диаграмма, показывающая использование дифференциальной пары биполярных транзисторов в качестве регулируемого сплиттера тока. Коэффициент разделения зависит от , но не от , таким образом, флуктуации разделяются так же, как и постоянный ток.

Биполярный транзистор уникален тем что его коэффициент разделения не зависит от , а его крутизна пропорциональна току коллектора, что дает биполярной транзисторной паре линейность при работе в качестве сплиттера тока. Флуктуации в разбиваются в таком же соотношении, как и прямой ток, поэтому дифференциальная пара не ухудшит подавление шума в пределах, установленных составляющей полосы пропускания биполярного транзистора . Устройства с хорошим соответствием логарифмической форме характеристики демонстрируют постоянные коэффициенты разбиения на нескольких декадах тока коллектора. Для того чтобы использовать эту схему нужно удостовериться, что несколько больше чем и наладить так, чтобы отвести излишки а «землю» через Q1. Водиночку эта наладка всё ещё будет достаточно филигранной и проводимой вручную, вместе с этим она сможет обеспечить необходимый контроль.

Критерий баланса достаточно прост: т.к. разбиение избыточного шума происходит также как и разбиение прямого тока, идеальное подавление избыточного шума происходит когда полный постоянный фототок в переходе усилителя А1.равен нулю.

Комбинация этих двух идей дает базовое устройство подавления избыточного шума, показанное на рисунке 3, которое использует отрицательную обратную связь для поддержания точной настройки коэффициента разбиения. Эта схема сочетает в себе простоту, свободу от подстроек и хорошие показатели. Кроме дифференциальной пары Q1-Q2 и усилителя A1 в ней присутствует суммирующий сервоусилитель А2, который подстраивает для того чтобы форсировать выход прямого тока А2 (а значит и прямой ток в переходе А1) быть равным нулю, это обеспечивает правильный баланс. Каскодный транзистор Q3 предохраняет от перегрузки перехода усилителя емкостью сигнального фотодиода, что может позволить сорока кратное улучшение в полосе пропускания усилителя по сравнению с простым усилителем с тем же сопротивлением обратной связи. Маленькая емкость параллельно с Rf может помочь контролировать любые высокочастотные пики в коэффициенте усиления А1

Цикл обратной связи может быть настолько быстрым или медленным, насколько надо, потому что полоса пропускания эффективного подавления не зависит от от полосы пропускания обратной связи fc, а только от fT транзисторов, цикл всего лишь подправляет регулирование. Из за того что обратная связь держит среднее напряжение на нуле выхода А1,выход А1 представляет собой версию фототока сигнала, отфильтрованную на высоких частотах, и без избыточного шума; его угловая частота равна fC.

Поскольку мгновенные флуктуации избыточного шумав точности пропорциональны их уровню постоянного тока, как и в вышеописанном случае, подвод отрицательной обратной связи к одной из бах транзистора для поддержания чистый прямой фототок на нуле приводит к практически совершенному подавлению шума из очень высоких частот, вне зависимости от полосы пропускания цикла обратной связи. В качестве дополнительного преимущества, напряжение обратной связи предоставляет дополнительный выход; связан с отношением к следующим уравнением:

В аннексе А показано, что если ток эмиттера дифференциальной пары имеет полный дробовой шум, оба тока коллектора точно также имеют полный дробовой шум, вне зависимости от коэффициента разбиения. Таким образом, ожидаемый уровень шума на выходе А1 на 3 дБ выше уровня дробового шума одного тока сигнала.

Где B – это полоса пропускания, а R1 – резистор обратной связи усилителя А1. Если пучок сравнения содержит информацию о сигнале, как и в дифференциальном измерении, отношение сигал/шум измерения может достигать уровня дробового шума, в другом случае оно ограничено уровнем на 3бД хуже.

Шум на выходе А2 получается через умножение тока полного дробового шума на частную производную по .

Где – это коэффициент усиления напряжения делителя (0.025 в данном случае).

Делитель напряжения на базе Q2 выполняет следующие функции: сокращает амплитуду A2 так, чтобы избежать туннельного пробоя перехода база-коллектор или не позволить системе отклониться достаточно для возникновения блокировки сервоусилителя. При выборе пропорции деления примерно 40:1 множитель в уравнении (4) сокращается, что приводит к масштабирующему фактору около 2В вместо 50 мкВ (1% изменения в дает изменеие в 20 мкВ на А2). Также это сокращает вклад шума входного напряжения А2 в общий уровень шума схемы. Большинство операционных усилителей имеют шум хотя бы в несколько , что значительно хуже чем шум хорошего транзистора в 1. Это ухудшит нижний порог шума конечной схемы, если не будет использоваться делитель напряжения. Сопротивление Тевенина в делителе должно удерживаться низким.

Если сигнал обратной связи используется в качестве выхода, наблюдаться такой же эффект как и у делителя в том, что не интермодуляция между шумом и сигналом будет подавлена (так как зависит только от отношения двух фототоков). Важное отличие заключается в том, что такая система не становится шумнее при приближении ее полосы пропускания, как в случае с делителями, потому что подавление постоянного тока гарантирует подавление аддитивного шума на всех интересующих частотах, только ухудшается удаление интермодуляций шумов. Иначе говоря, А2 принимает сигнал (выход А1), шум которого был подавлен на всех частотах, в связи с этим полоса пропускания подавления аддитивного шума логарифмического выхода не зависит от полосы пропускания обратной связи. Этот факт замечателен тем, что вся полоса пропускания логарифмического выходного коэффициента используется для высокочувствительных измерений, вместо величины примерно в 1%, получаемой при использовании делителей и систем обратной связи. Подавление интермодуляций шума зависит от полосы пропускания обратной связи.

Логарифмический выход особенно полезен в ситуациях где интермодуляции шума сильны, как, например, в спектроскопии с ток-регулируемым диодным лазером 15,16; лазерная мощность в ней может варьироваться от двух или трех к одному в течение сканирования, делая малые пики поглощения незаметными на огромном пологом фоне, если эта схема (или любая другая фон сокращающая техника) не используется. Для приложений как это Q1 и Q2 должны быть монолитно подогнанной парой, чтобы обеспечить у них одинаковую температуру и убедиться, что ошибка напряжения компенсации смещения нуля на выходе в мала. Если в логарифмическом выходе нет необходимости, Q1 и Q2 могут быть заменены дискретными устройствами, такими как 2N3904’s, стоимость которого составляет всего несколько центов.

Рисунок 3 Схематическая диаграмма базового устройства подавления шума.

В системе нет ничего, что замедляло бы цепь обратной связи. Полоса пропускания цикла находится умножением всех коэффициентов усиления в цикле и setting the magnitude of the result to unity:

 

Рисунок 4 Производительность базового устройства подавления избыточного шума, показанного на рисунке 3 с 40мВт Nd:YAG лазером диодной накачки, излучающим на 532 нм и имеющим значительный низкочастотный шум и несколько пиков в районе 1-2МГц.

2. Производительность.

На рисунке 4 показана производительность, достигаемая с базовым подавителем шума с рисунка 3 в системе с фотонной эффективностью (не включая квантовую эффективность приемника) . В качестве Q1 и Q2 были выбраны MRF904’s за их хорошую производительность в качестве дифференциальных сплиттеров тока. Эти устройства имеют хорошую соответствие логарифмической характеристике, высокую скорость и низкий шум, но также и коэффициенты усиления потоку около 30, которые заостряются с током коллектора. Для Q3 был использован MPSA-64, как показано на рис.3 В качестве фотодиодов были взяты Hamamatsu типа S1722-01, это широко применяемые PIN-диоды, которые были выбраны за их хорошие линейные свойства при высоких фототоках, в ущерб полосе пропускания. Полоса пропускания обратной связи составляла меньше 100 Гц. Также был взят 40 мВТ Nd:YAG  лазер с удвоенной частотой и диодной накачкой. Диодный или газовый лазер также подошли бы. Фототоки сигнала и сравнения были равны 1.77 и 2.16 мА соответственно и имели оптическую мощь в 5.6 и 7.0 мВТ. Выходной сигнал снимался с A1, сопротивление обратной связи Rf было равно 5.11 кОМ. Отношение было взято большим (около 4) для того чтобы сократить активную составляющую межэлектродной проводимости дифференциальной пары, что уменьшает внешний шум сопротивления базы, что будет обсуждаться далее. Коэффициент усиления активной составляющей полного взаимного сопротивления схемы уменьшен вдвое из-за 50 ОМ источника и сопротивления нагрузки. Ожидаемая спектральная плотность напряжения дробового шума отличается на 60.8 от шума сигнального тока в одиночку.

Рисунок 5 Частотный отклик при максимальном подавлении шума того же устройства, что и на рис. 4, с малой модуляцией по интенсивности.

В каждом графике на рисунке 4 выходной шум с работающим подавителем сравнивается с заблокированным пучком сравнения, так что Q2 выключен, а схема работает как обычный усилитель активной составляющей полного взаимного сопротивления. Рисунок 4а – усредненный график спектральной плотности отнесенного к входу шума на промежутке от 0 до 100 Гц, в то время как на рисунке 4б показан уровень шума на полосе пропускания. Плоская зона спектральной плотности шума после подавления равна 88 , что отлично согласуется с ожидаемым значением в . Остаток является результатом вклада шума измерительной системы в 29 . Этот результат представляет ограничивающий динамический диапазон в 154 дБ на 1 Гц, хотя на большей части используемого диапазона шум сопротивления растяжки диапазона будет ограничивать его динамический диапазон к примерно 150 дБ на 1 Гц, как уже было замечено. Результирующий шум подчиняется гауссовскому распределению, даже на удаленных участках гауссоиды. Рассматриваемое как вмененная ошибка в дисперсию шума, отклонение меньше 0.1 дБ на 7 или больше, даже с диодным лазером в режиме скачкообразной перестройки.

Рисунок 5 содержит графики частотных ответов максимального подавления шума прототипов. Пучок был смоделирован по амплитуде по нескольким частям в 103 до его разбития следящим генератором, управляющего ячейкой Поккельса, анализатора спектра с анализатором для конвертирования результирующий сдвиг поляризации в модуляцию амплитуды. Представлены данные со спектрального анализатора; один свип был снят при нормально функционирующем подавителе, а другой – при заблокированном пучке сравнения. Поведение подавителя зависит от отношения мощностей пучка сравнения и пучка сигнала. Полоса пропускания составляла только 1.4 Мгц у усилителя А1 и меньше 100 Гц у обратной связи. Максимальное подавление было около 60 дБ на 100 кГц, и ухудшенное – 40 дБ на примерно 1МГц, в основном из за емкости фотодиодов (которая, кажется, ухудшается при высоких значения интенсивности света) и относительно плохой производительности Q3 на высоких частотах. Заменяя Q3 на ММ4049, выбранный за его хорошую линейность коэффициента усиления по току, и сокращая мощность пучка, можно улучшить показатели на высоких частотах, как это показано на рисунке 6. Результат на рис. 6б, где подавление в 40 дБ идет вплоть до частоты модуляции в 10 Мгц, такой же хороший как и у стабилизатора по доминантному полюсу с полосой пропускания в 1ГГц.

 

С. Эффекты от нелинейных транзисторов.

Реальные транзисторы не следуют в точности модели Эберса-Молла, а их токи коллекторов не в точности равны токам эмиттеров. Самые важные источники ошибок – внешнее сопротивление эмиттера и rE и  нелинейность коэффициента усиления по току.

Для того чтобы достигнуть идеального подавления, ток коллектора Q1 должен быть точно пропорционален  фототоку сравнения . Коэффициент усиления малого (дифференциального) тока сигнала транзистора находится по формуле: 

В то время как коэффициент усиления сильного (среднего) тока сигнала находится так:

В общем случае эти два коэффициента усиления не равны между собой, что порождает разбиение флуктуации фототока сравнения между коллектором и базой, отличное от разбиения усредненного прямого тока. Это ухудшает доступный уровень подавления. В отсутствии других эффектов, нижний предел подавления, обусловленный нелинейностью коэффициента усиления по току на неподавленной части шума с данным транзистором, равен пропорции тока эмиттера Q2, что выходит из неправильного вывода.

Таким образом, лучшие устройства будут иметь большой коэффициент усиления по току, не сильно зависящий от iC .

Другой источник ошибок – отрицательная обратная связь эмиттеров, вызванная внешним сопротивлением rE эмиттеров транзистора. Эта обратная связь зависит от значения токjd коллектора Q1 и Q2, так что их активная межэлектродная проводимость больше не пропорциональны их токам коллектора. Это порождает флуктуации в разбиении icomp, разделяющиеся иначе, нежели прямой ток. Предел подавления, обусловленный rE, равен пропорции флуктуаций, что идут в неправильный коллектор:

 

Рисунок 7

В аннексе А показано, что выражение 11 равно следующему : 

Предел подавления зависит от и от тока коллектора. На рисунке 7 показано влияние rE как функции и тока коллектора с транзисторами для маленьких сигналов с rE равным примерно 0.5 Ом. На рисунке 8 показаны способности подавления схемы на рисунке 5 на частоте в 1 кГц для разнообразных токов сигнала. Рис. 9 показывает экспериментальные кривые для MAT-04 транзисторной матрицы с контролируемой температурой, демонстрирующие предсказуемое поведение этого устройства, полученное благодаря лучшей линейности коэффициента усиления по току и отсутствию температурных сдвигов.

Рисунок 8

Кроме этих ограничений, обусловленных влиянием rE и нелинейностью коэффициента усиления по току, в схеме присутствует шум джонсона, возникающий из-за распределенного сопротивления базы rb’, обычно равного 40-100 Ом для устройств с малыми сигналами, что определяет крайний нижний порог шума в примерно на каждой базе. Около нуля это соответствует отношению Сигнал/Шум напряжения в (около 100 дБ) в 1 Гц, эквивалентному полному дробовому шуму системы с фототоком в 800 мА (мощность пучка сигнала 2.7 мВт). Данный эффект может быть уменьшен следующими способами