Схемы подавления шума в ОС с использованием лазера

• при работе с достаточно малым лучом сравнения, что заставит быть положительным, сократит активное межэлектродное сопротивление Q1 и, стало быть, всего каскада.
• Выбором транзистора с низким rb’
• установка устройств параллельно, чтобы сократить эффективное значение rb’
• уменьшением активной межэлектродной проводимости дифференциальной пары через ООС диода
• использованием дифференциальной версией подавителя или с высоко-динамичной областью, где iC2 – малая часть общего фототока.

Рисунок 9

Сопротивление Тевенина на делителе напряжения, используемое на базе Q2, также способствует шуму, так что нужно позаботиться о том, чтобы держать его значение ниже rb’. Так как активная межэлектродная проводимость биполярного транзистора увеличивается вместе с током коллектора, ООС rE и шум от rb’ становятся более серьёзными ограничениями с увеличением мощности лазера. Это означает что с базовым подавителем шума на рис. 3 отношение сигнала к шуму данных не может неограниченно увеличиваться при увеличении мощности лазера. С гетеродинными техниками – при условии что сигналы достаточно слабы, чтобы интермодуляция шумов не задавала нижний порог – отношение сигнала к шуму может в принципе всегда увеличиваться с увеличением мощности лазера.

Частота fT транзистора также является функцией тока коллектора, она часто имеет широкий пик несколько ниже номинального iC и уверенно уменьшается с уменьшением iC. Что полоса пропускания подавления зависит от fT, лучшие показатели по полосе пропускания могут  быть обычно достигнуты при транзисторах, работающих на токах коллектора величиной не менее 1% от их предельного значения.

Большие коэффициенты разбиения ставят Q1 в режим работы при низком токе коллектора, и это сокращает его fT, что может ограничить  производительность схемы на высоких частотах. Такой эффект может быть смягчен, если отдавать предпочтение таким транзисторам как MRF9331, который обладает отличной скоростью при низких токах коллектора.

 

 Вариации Схемы.

А. Вариация 1. Низкий нижний порог шума

Бывают ситуации, когда необходимо и дальше увеличивать отношение сигнал/шум при невозможности увеличения мощности лазера. Это может происходить из-за ограниченности максимально возможной дозы, как, например, на биологических образцах или при ограничениях по стоимости. В таком случае необходима тщательная оптимизация для того чтобы достигнуть наилучшую производительность.

Внедряя N идеальных диодов в каждый эмиттер, можно сократить вклад дробового шума пары Q1/Q2 не жертвуя показателями подавления. Хотя диоды также привносят собственный дробовой шум, тем не менее отрицательная обратная связь сокращает общий дробовой шум привносимый сплиттером тока в раз. С достаточным количеством последовательных диодов разделенный ток будет иметь почти такое же отношения сигнала к шуму, как у общего тока сравнения. Если фототок сравнения в несколько раз больше чем ток сигнала, это представит значительное улучшение по сравнению с 3дБ, обсужденными ранее. Если , отношение сигнал/шум будет на 6 дБ выше. Благодаря уменьшению активной межэлектродной проводимости, вносимое эмиттером ухудшение из за дополнительного объемного сопротивления диодов не должно стать ограничением. В аннексе А показано, что с N последовательных диодов с каждым эмиттером, общий шумовой ток, вносимый фототоком сравнения и дифференциальной парой становится равным

Рисунок 10

Если схема модифицирована как показано на рис. 10, а ток сравнения в пять раз больше (так что 80% уходит на «землю»), дробовой шум в конечном разделенном токе сравнения будет все также на 4.8 дБ меньше, чем в конечном токе сигнала, а штрафные 3дБ сокращены до 1.25дБ, что представляет собой улучшение в 1.75 дБ.

Рисунок 11

 

На рисунке 11 показано улучшение, достигнутое за счет использования этой схемы с диодно-включенными MAT-04 в качестве эмиттерных диодов. (Это необходимно, так как реальные диоды не подчиняются уравнению диодов, в отличие от диодно-подключенных транзисторов.) Ток сигнала был равен 0.189 мА (в соответствии с напряжением пучка сигнала в 0.61 мВ), а отношение было взято 5. Улучшение шума составляло 1.7 дБ, что отлично согласуется с ожидаемым значением, вычисленным по уравнению (13).

Производительность, достигаемая базовым подавителем шума (рис. 3), - такая же, как у идеальной гетеродинной системы, т.е. лишние 3 дБ шума, возникающие из-за дробового шума пучка сравнения, сбалансированы уменьшением вдвое в полосе пропускания гомодина. Это больше чем у идеальной модулированной системы, так как модуляторы обладают дополнительной потерей в 3 дБ в 50% из-за цикла загрузки.  Представленная вариация схемы достигает уровня шума в 1.7дБ лучше, чем любая гетеродинная система.

В. Вариация 2: Высокое подавление ложных сигналов

Некоторые лазеры обладают сильными ложными сигналами, которые узки спектрально, так что спектральная плотность мощности в пределах ложного сигнала очень высока. Такие сигналы могут возникать от, например, колебания мощности источника питания, колебания полосы пропускания в газовых лазерах. В таких случаях, достаточно ложных сигналов могут оставаться и после подавления с базовой схемой. Пока эффективность подавления ограничена линейностью коэффициента подавления по току и объемным сопротивлением эмиттера в дифференциальной паре, мы должны искать методы компенсации их эффектов.

Объемное сопротивление эмиттера транзистора rE проявляется при последовательном соединении с эмиттером. Здесь оно создает дегенеративную обратную связь на эмиттерах Q1 и Q2, провоцируя отклонение их активной межэлектродной проводимости от значений, предсказываемых моделью Эберса-Молла. Эта обратная связь может быть скомпенсирована применением регенеративной обратной связи к базам, так чтобы смещение база – эмиттер было восстановлено до идеального значения. Требуемое смещение равно:

Где член второго порядка в пренебрежён. Следующим образом считается корректирующий член:

который применяется как показано на рис. 12.

Рисунок 12

Член iC1 находится напрямую, iC2 – через зеркало тока (по причине биения). Настройка производится шунтирование части токов на землю через потенциометры. В связи с тем, что rE мало, аддитивный дробовой шум, внесенный зеркалом тока, незначителен.

Компенсация нелинейности коэффициента усиления по току – это более трудная задача. Замена Q1 дарлингтонской дифференциальной парой быстрых транзисторов либо полевым транзистором (ПТ) может помочь, но Q1 и Q2 не могут быть заменены таким же образом. Использование дифференциальной пары ПТ исключено, учитывая, что она не подчиняется уравнению 3, а у дарлингтонских низкая линейность активной межэлектродной проводимости. Лучший выбор для Q1 и Q2 – простые биполярные плоскостные транзисторы с высоким коэффициентом усиления по току и хорошей линейностью. Аналоговые устройства – матрицы транзисторов MAT-04, используемые здесь, отличны в этом отношении, хотя их fT достаточно низка, в особенности для токов коллектора ниже 0.2 мА. Серия транзисторных матриц NEC UPA10x имеет необыкновенно высокую линейность коэффициента усиления по току вместе с fT порядка гигагерц и еще оценивается для данных целей. Если будут использоваться дискретные устройства, то нужно учитывать, что PNP транзисторы малых сигналов имеют лучшую линейность коэффициента усиления по току чем NPN транзисторы, но значительно худшее rE. Так что для того чтобы добиться лучших характеристик при малой мощности пучка иногда нужно инвертировать полярность всей схемы. Однако, дискретные устройства требуют осторожного обращения, потому что даже малые разности температур между транзисторами могут ограничить уровень подавления. На рис. 13 показано улучшение подавления при применении компенсации rE к MAT-04 и демонстрирует возможность его улучшения на 28дБ в отличие от базовой схемы (рис.3) на высоких уровнях тока. Дарлингтонский транзистор MPSA64 использовался в качестве Q2, чтобы избежать нелинейных эффектов. Плоский характер кривых после компенсации предполагает, что доминирующем ограничением на этом уровне – это линейность коэффициента усиления по току у Q2. Улучшение снижается при низких значениях тока, как и предполагалось, но очевидно, что подавление при низких токах схемой компенсации rE было сокращено незначительно. Так как этот метод способен производить подавление до 70 дБ даже с большими сигналами, даже небольшие отступления от начальных требований могут значительно ухудшить работу такого подавителя. Рассеянный свет, виньетирование, неоднородность отклика фотодиода и незначительные полосы интерференции могут стать серьезными проблемами. Также он требует двух регулировок и умеренно чувствителен к точным значениям фототока. Тем не менее для несимметричных измерений в высоко-динамическом диапазоне с шумными лазерами, он обеспечивает подавление, недостижимое другими методами.

 

С. Вариация 3: Отношение токов.

 

В таких приложениях как спектроскопия, в которых нужен только нормализированный выход, возможно полностью убрать A1, чтобы достичь более широкой полосы пропускания обратной связи и несколько лучшего подавления на логарифмическом выходе, как это показано на рис. 14. Напряжение контроля в данном случае применяется к базе Q1, так как удаление А1 снова инвертирует знак схемы. Полоса пропускания петли fC будет такой же, как это задавалось уравнением 6 с измененн ым знаком . Нижний порог шума находится в пределах 1 дБ от предсказанного значения, а предельное отношение сигнала к шуму на 1 ГЦ возле нуля в действительности примерно равно 150 дБ, как это и было рассчитано. Наибольшая мощность сигнала соответствует напряжению шума в 9 , масштабному коэффициенту в 220 мВ и отношению сигнал/шум на 1 Гц в 147 дБ. На рисунке 15b показан нижний предел шума от 0 – 100 кГц, соответствующий крайней правой точке кривой с графика 15а. Этот шум очень плоский и хорошо ведет себя даже в области низких аудио частот. На рис. 15 продемонстрированы частотные отклики для двух значений isignal в версии подавители при использовании только отношения токов.

Рисунок 14

Рисунок 15

 

Выводы

В данной работе была рассмотрена такая важная тема для точных оптических измерений как подавление шумов лазеров. Предложен способ подавления шума через электронную схему с использованием БПТ. Уникальность этого решения заключается в том, что при малой стоимости и относительной несложности исполнения, рассмотренный способ теоретически может производить подавление до 60 дБ избыточного шума. Нижним пределом шума в системах с использованием таких схем является дробовой шум.

Работа также рассматривает само понятие лазерного шума, причины его возникновения и существующие способы его подавления. Представлены преимущества электронного подавления шума по сравнению с другими способами, например, такие как гетеродинный интерферометр, частотная модуляция, системы прерывания пучка с синхронным детектированием и быстро-сканирующие системы с усреднением сигнала.

Представлены модификации основной схемы, спроектированные для различных задач систем с использованием лазеров. Приведены подробные схемы модификаций и графики основных характеристик подавления

 

 

Список литературы

1. R. L. Forward, “Wideband laser-interferometer gravitational radiation experiment,” Phys. Rev. D 17 (2), 379–390 (1978).

2. G. R. Janik, C. B. Carlisle, and T. F. Gallagher, “Two-tone frequency-modulation spectroscopy,” J. Opt. Soc. Am. B 3,1070–1074 (1986)

3. G. C. Bjorklund, “Frequency-modulated spectroscopy: a new method for measuring weak absorptions and dispersions,” Opt. Lett. 5, 15–17 (1980)

4. T. H. Wilmshurst, Signal Recovery from Noise in Electronic Instrumentation (Hilger, Boston, 1985).