Дифференциальные и операционные усилители

КОСС неявным образом выражает асимметрию усиления ОУ без обратной связи при возбуждении последнего с инвертирующего или неинвертирующего входа (рис. 10, а, б). Как видно из приведенных на этих рисунках выражений, абсолютные значения обоих коэффициентов усиления различаются на величину А/Х, которую  следует рассматривать как синфазный коэффициент усиления A_c=Δu_вых/Δu_с=А/Х.

Поскольку в хорошо спроектированных ОУ коэффициенты усиления A и ослабления синфазного сигнала X обычно одного и того же порядка, синфазный коэффициент усиления A_с обычно имеет порядок 1. Приведенное выше выражение дает также возможность выбора другого определения КОСС — как отношения дифференциального и синфазного коэффициентов усиления:

 

X=A/A_с        (17)

                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                     

В отличие от дифференциального  коэффициента усиления A коэффициент ослабления синфазного сигнала X и синфазный коэффициент усиления A_с могут иметь любой знак.

Среди сделанных для линейной модели допущений линейное представление  зависимого генератора е_с (u_с) генератором u_c/Х является наиболее проблематичным. Это имеет отношение главным образом к ОУ с ПТ-входом, который к тому же имеет меньший КОСС по сравнению с аналогично спроектированным биполярным ОУ.

При работе в частотной области  синфазные входные сопротивления  должны быть заменены на полные синфазные  входные сопротивления Z^-_c, Z⁺_c. Начиная уже с низких частот, большие для постоянного тока значения сопротивлений R⁺_c, R^-_c уменьшаются за счет низких реактивных сопротивлений включенных с ними параллельно синфазных входных емкостей C^-_c, C⁺_c.

 

2.3.6 Нелинейные параметры

 

Ошибки, сопровождающие аппроксимацию  реального ОУ линейной моделью, с  увеличением возбуждения и выхода возрастают. В особенности это  относится к линеаризации передаточной характеристики схемы с разомкнутой  цепью ОС u_вых(u_д) выражением -A(uд - Eош - u_c/X), выходной характеристики u_вых(i_вых) — приближением -Ae_д - R_выхi_вых и выходной характеристики e_с(u_с) — генератором u_с/X. Действительная форма каждой из указанной характеристик отмечена очень крутым перегибо, за пределами которого применение линейных параметров теряет смысл. Таким образом, уровень сигнала возбуждения, соответствующий этому перегибу, довольно точно определяет пределы диапазона линейного усиления.

Имеются три статические нелинейности (границы размаха сигнала) и две динамические нелинейности (пределы скорости изменения сигнала), соответствующие трем переменным u_с, u_вых и i_вых; шестая нелинейность (скорость изменения выходного тока) обычно не является лимитирующим фактором.

Величины нелинейных параметров, особенно статических, зависят от напряжений питания. Поэтому они всегда приводятся вместе с паспортными значениями напряжения питания, и обычно они симметричны для обеих полярностей размаха сигнала и направлений его изменения. Кроме того, нелинейные параметры выхода зависят от величины нагрузки, и как правило приводятся их гарантированные значения при номинальном сопротивлении нагрузки.

Номинальное выходное напряжение U_вых — это максимальное значение выходного напряжения в диапазоне линейного усиления.

Номинальный выходной ток I_вых — это максимальное значение выходного тока в диапазоне линейного усиления. Номинальное синфазное входное напряжение    U_с — это максимальное значение синфазного входного напряжения в режиме линейного усиления.

Максимальная выходная скорость нарастания S — это максимальная скорость изменения выходного напряжения в линейной области.

Максимальная входная скорость нарастания S_с — максимальная скорость изменения синфазного входного напряжения в линейной области.

Ограничение скорости изменения напряжения сигнала вызвано конечным значением токов в ОУ, заряжающих корректирующие конденсаторы и паразитные емкости каскадов усилителя. За исключением некоторых довольно редких применений, доминирующую роль играет выходное ограничение, и нет необходимости принимать во внимание входную скорость нарастания

Ограничение выходной скорости нарастания можно выразить также в виде частотной  зависимости:

Частота полной мощности f_пм есть максимальная частота, на которой может быть получено неискаженное синусоидальное напряжение номинальной амплитуды U_вых. Связь между обоими параметрами S и f_пм ,

 

S=2πf_пмU_вых        (18)                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                          

 

следует из сравнения скорости нарастания S с максимальной крутизной синусоиды, имеющей частоту f_пм  и амплитуду U_вых .

 

2.3.7 Время установления  и время восстановления после  перегузки

 

Эти параметры являются по большей  части характеристиками динамического поведения ОУ в некоторой операционной схеме в режиме большого сигнала. Это поведение определяется

линейными и нелинейными параметрами  и другими эффектами, которые  не видны из простых данных приведенных  в документации на ОУ. Сюда относится  форма частотной характеристики, величины емкостей, входящих в схему ОУ, и паразитных емкостей операционной схемы, тепловые переходные процессы после снятия перегрузки и т. д. Однако хотя времена установления и восстановления после перегрузки относятся к одной конкретной схеме, их можно с успехом использовать для оценки поведения ОУ в сходных ситуациях, т. е. там, где решающим критерием является быстрая и точная реакция на быстро изменяющиеся сигналы.

Время установления t_у ОУ в данной операционной схеме есть время, которое требуется на установление выходного напряжения в пределах заданной погрешности относительно идеального значения в ответ на скачкообразное входное возбуждение.

Время восстановления после перегрузки t_в ОУ в данной операционной схеме — это время, необходимое для установления выходного напряжения в пределах заданной погрешности относительно идеального значения в ответ на снятие скачком определенного входного перевозбуждения.

Реальный отклик на скачок содержит начальную задержку, за которой следует  линейное нарастание с наклоном S, восстановление после динамической перегрузки и колебательный процесс установления. Последний должен находится в некоторой заданной полосе погрешности с шириной 2εU_вых, центрированной относительно идеального уровня выхода +U_вых, и адается в виде процентного отношения к номинальному выходному напряжению. Общепринятыми являются значения погрешности ε, равные 0,01 и 0,1%; изредка используется значение 1%. Время от начального скачка до момента, когда колебательный процесс установления полностью окажется в пределах полосы погрешности, и есть время установления.

В случае перевозбуждения (избыточное входное напряжение, приводящее к  насыщению ОУ), временем восстановления после перегрузки является время  от начала скачка (напяжение на входе  скачком вернулось к номинальному значению) до момента, когда колебательный процесс полностью окажется в пределах полосы погрешности.

 

4. Входные каскады ОУ

 

2.4.1 Основные схемные  решения

 

Как правило все современные  ОУ выполняются по двухкаскадной  схеме. Это позволяет уменьшить число компонентов усилителя, а следовательно и источники дополнительных погрешностей, снизить задержку прохождения сигнала в усилительном тракте, упростить балансировку усилителя и т.д. В связи с этим входной каскад должен обладать как можно большим коэффициентом усиления (свыше 1000), которого невозможно добится применяя базовую схему ДК, т.к. требуемое падение напряжения в коллекторных сопротивлениях врежиме покоя должно было бы составлять несколько десятков вольт.

 Одно из решений вопроса  — замена коллекторных резисторов на источники тока I₁, I₂ (рис.11,а). Эти источники должны иметь пренебрежимо малую проводимость в сравнении с коллекторной проводимостью транзисторов VT1 и VT2. Как правило усиление такого каскада не зависит от величины тока I. Для практической реализации схемы требуется связать источники тока  I₁, I₂ с основным источником тока I. Обычно этого добиваются, делая так, чтобы эти источники отслеживали коллекторные токи I_к1, I_к2.

На рис.11,б источники I₁, I₂ выполнены на комплементарных транзисторах VT3, VT4. Необходимое смещение для их объединенных баз отводится с использованием контура ООС через переходы база— эмиттер транзисторов VT5, VT6, второго комплементарного дифференциального каскада.

На рис.11,в контур ОС замкнут через пассивные компоненты (резисторы R₃,R₄). Эта схема имеет один недостаток — уменьшенный коэффициент усиления.

 

 

 

а)      б)

 

в)       г)

Рис.11

 

Наиболее часто используемая конфигурация показана на рис.11,г. Контур ОС, замкнутый через эмиттерный повторитель VT5, реагирует только на изменения коллекторного тока левого по схеме входного транзистора VT1 и преобразует их в равные изменения коллекторного тока транзистора VT4. Поскольку здесь имеет место инверсия сигнала, данная конфигурация называется инвертором тока. Второй эмиттерный повторитель VT6 уравнивает нагрузку входного каскада. В целом данный каскад обеспечивает также преобразование дифференциального сигнала в однополярный, что необходимо для правильного возбуждения выходною каскада (транзистор VT7), сохраняя при этом наиболее ценные свойства каскада с дифференциальным выходом, такие, например, как чисто дифференциальное усиление и подавление изменений синфазного сигнала.

 

 

 

а) 

б)       в) 

Рис.12

 

 

2.4.1 Составной ДК

 

Каскад, показанный на рис.12,а, является основой наиболее широко используемых интегральных ОУ. Дифференциальный каскад с общей базой (VT1, VT2), которому предшествуют эмиттерные повторители (VT3, VT4), функционально эквивалентен комплементарной модификации базовой схемы. Кажущееся ненужным усложнение схемы исключает трудности, связанные с малым усилением по току боковых интегральных транзисторов pnp-типа, и в дополнение к этому имеет то преимущество, что допускает подачу на вход больших синфазных и дифференциальных напряжений.

 

 

Фактическая реализация усилительного каскада призвана подавлять зависимость коллекторных токов входных транзисторов в рабочей точке от технологического разброса коэффициентов усиления по току боковых рпр-транзисторов. На рис.12,6 (ОУ типа LM101A) коэффициент усиления по току каждого pnp-транзистора стабилизирован на значении 4 путем разделения их коллекторов на два сегмента с отношением площадей 4:1 и подключения меньшего сегмента обратно к базе. Коллекторная нагрузка формируется токовым инвертором.

На рис.12,в (ОУ μА741) усиление обоих транзисторов VT1, VT2 не контролируется, и рабочие токи входного каскада стабилизируются контуром ОС, замыкаемым через токовый инвертор (VT5, VT6).

 

а)     б) 

 

в)     г) 

 

 

 

 

 

 

д)      е)

Рис.13

 

2.4.2 ДК со следящей  ОС

 

Следящая ОС представляет собой метод, при котором напряжение коллектора или стока отслеживается напряжением на базе или затворе транзистора. Применение этого метода к входному каскаду ОУ влечет за собой повышение КОСС и входного синфазного сопротивления и уменьшение входной синфазной емкости и входного тока смещения.

На рис.13,а дифференциальная каскодная  схема со следящей ОС образована входными транзисторами VT1, VT2 и вспомогательными транзисторами VT3, VT4, которые отслеживают напряжение на эмиттерах VT1, VT2 через эмиттерный повторитель VT5 и диод VD. Показанная на рис.13,б комплементарная каскодная схема — всего лишь упрощенный вариант описанной выше схемы.

Представленный на рис.13,в каскад, собранный по схеме Дарлингтона  на комплементарных транзисторах, сохраняет преимущества каскада со следящей ОС и в дополнение к этому быстрее отрабатывает большие сигналы за счет больших рабочих токов во внутреннем дифференциальном каскаде (VT3, VT4).

Получению очень простого решения  смешанной каскодной схемы, показанной на рис.13,г, способствует отрицательное напряжение затвор — исток полевого транзистора. Этот метод применим также и в каскаде с ПТ на входе.

Для расширения диапазона входных  синфазных напряжений подходящим методом  является включение входных ПТ по схеме истоковых повтрителей (рис.13,д). Другой пример показан на рис.13,е; резисторы R расщепляют здесь рабочий ток I, а резисторы R_l восстанавливают уровень синфазного напряжения на входе.

 

2.4.3 Внешняя настройка  нуля напряжения сдвига

 

ОУ обычно снабжен дополнительными выводами для настройки нуля входного напряжения сдвига.

На рис.14,а и б показаны два  способа настройки нуля сдвига, применяемые  в ОУ на дискретных компонентах; основным доводом в пользу их использования  было наличие всего

одного свободного вывода в стандартном 7-выводном модуле. Коллекторные резисторы R₁ и R₂ сделаны асимметрично, так что начальное напряжение сдвига всегда имеет одну и ту же полярность и может быть приведено к нулю подстроечным резистором Р.

Балансно-мостовой метод, показанный на рис.14,в, используется обычно в монолитных ОУ общего применения. Как правило, этот метод сопровождается появлением избыточного вторичного температурного дрейфа, вызванного большой разностью в температурных коэффициентах диффузных интегральных кремниевых резисторов R₁ и R₂ и внешнего потенциометра Р. Вследствие этого в прецизионных монолитных ОУ используются тонкопленочные резисторы или компромиссная конфигурация, показанная на рис.14,г, в которой принято некоторое оптимальное сопротивление потенциометра Р.